电路设计论文大全11篇

绪论：写作既是个人情感的抒发，也是对学术真理的探索，欢迎阅读由发表云整理的11篇电路设计论文范文，希望它们能为您的写作提供参考和启发。

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1.1超声波收发电路由于检测装置工作于井下，井口只为其提供了一路＋24V直流电源，各单元电路的工作电源需要依靠DC／DC变换电路获得。控制系统和信号处理系统使用的＋5V和±12V电源由LM2596－5．0承担，其主路输出＋5V／2A电源供单片机等数字系统使用，将其储能电感改用5026－47μH环形功率电感，并在其上增加两个辅助绕组，经整流、滤波和LM78（79）L12三端稳压IC后产生±12V／0．1A直流电源供信号处理系统使用；超声波发射采用了高压脉冲激励方式，＋200～300V激励电压由＋24V供电电压经简单的Boost升压电路获得，利用单片机送来的1ms周期、5μs脉宽脉冲信号控制MOSFET开关管实现对超声波发射探头的激励，储能电感选用TDK－NL565050T－822J－PF（8．2mH）贴片电感，NMOS开关管选用2N60即可。超声波激励及电源变换电路如图2所示。经实测，激励脉冲会在接收探头中产生一个较大的谐振频率为5MHz、大约5个周期的串扰信号，为此，接收电路设计了一个对发射激励脉冲延迟6μs、持续30μs的使能控制信号，控制接收放大处理电路仅在使能信号有效期间实现回波信号的放大和输出，使之能够在钢管内壁和外壁反射的一次、二次回波信号到来之前有效地消除激励脉冲串扰的影响，使能控制信号时序关系见图3。检测装置中用于时间差测量的TDC－GP2的典型应用是作为超声波流量计、激光测距仪的时间间隔测量、频率和相位信号分析等高精度测试领域。在这些应用中输入信号一般都较强，经简单处理后即可作为TDC－GP2的START、STOP控制信号使用，而该检测装置的超声波回波信号尤其是多次反射回波信号非常微弱且杂波较大（实测回波信号大约在mV数量级），必须经高增益宽带放大器放大和滤波、检波、整形处理后才能胜任。宽带放大器由AD604承担，可获得6～54dB的增益并可由VGN端电压连续控制，可较好地满足超声波回波信号高速高增益放大的要求［2］。考虑到仅需将回波信号放大处理后形成STOP控制脉冲即可，故电路仅利用可调电阻对2．5V基准电压（由TL431产生）分压获得的VGN电压进行增益设定，但设计电路亦有预留接口可用于接受经单片机和DAC输出的AGC控制电压，实现增益的闭环控制。AD604前级放大电路如图4所示。带通滤波器选用由MAX4104构成，设计中心频率为5MHz，带宽约为1MHz；钳位和检波由AD8036完成，具有卓越的钳位性能和精度高、恢复时间短、非线性范围小、频带宽的特点；检波输出信号的整形处理由MAX9141负责，这是一款具有锁存使能和器件关断功能的高速比较器，具有高速、低功耗、高抗共模能力和满摆幅输入特性等，回波信号经其整形处理后可获得理想的脉冲前沿，并便于与TTL逻辑电平接口，还可以方便地实现回波信号输出的使能控制。信号调理电路如图5所示。

1.2时间差测量电路回波信号时差测量选用了德国ACAM公司的高精度时间间隔测量芯片TDC－GP2。TDC－GP2采用44脚TQFP封装，内含TDC测量单元、16位算术逻辑单元、RLC测量单元及与8位处理器的接口单元和温度补偿单元等主要功能模块，利用内部ALU单元计算出时间间隔，并送入结果寄存器保存。TDC－GP2基于内部的硬件电路测量“传输延时”，以信号通过内部门电路的传输延迟来实现高精度时间间隔测量，测量分辨率可达pS数量级，可以很好满足项目测量的要求。单片机在给超声波传感器提供发射激励脉冲的同时给TDC－GP2提供START信号指令使之开始计时工作，超声波接收头接收到的反射回波信号经放大、处理后作为STOP指令信号，由TDC－GP2完成两次反射波时间间隔的测量。由前述可知，STOP与START信号的时间差大约在6～40μS之间，时差测量分辨率约为0．07μs，为此，设定TDC－GP2工作于“测量模式2”，在该模式下芯片仅使用通道1，可允许4个脉冲输入，实现STOP1与START信号之间的时间差测量，测量范围在60ns～200ms，然后，由TDC－GP2计算出各回波信号间的时间差Δt＝tB－tS＝tn－tn－1。测量原理如下：在输入START信号指令后，芯片内部测量出该信号前沿与下一时钟上升沿的时差，标记为Fc1；之后，计数器开始工作，得到predivider的工作周期数，并标记为Cc；这时，重新激活芯片内部测量单元，测量出输入的STOP1信号的第一个脉冲（一次反射回波）前沿与下一时钟上升沿的时差，标记为Fc2，将STOP1信号的第二个脉冲（二次反射回波）前沿与下一时钟上升沿的时差标记为Fc3，……；Cal1和Cal2分别表示一个和两个时钟周期。

1.3单片机接口电路实现系统控制和数据处理的单片机选择余地较大，项目结合TI公司中国大学计划选用了美国德州仪器公司生产的MSP43016位单片机，具有16位总线、带FLASH的微处理器和功耗低、可靠性高、抗强电干扰性能好、适应工业级运行环境的特点，很适合于作现场测试设备的控制和数据处理使用［4］。TDC－GP2其与单片机的通信方式为四线串行通信（SPI），利用MSP430的4个P2．x和P4．2I／O口实现GP2的选通、中断和开始、结束使能以及复位等控制功能。MSP430除用来对GP2控制和数据处理外，还可以留出一些资源实现设备其他电路和动作机构的控制使用。单片机接口电路原理和程序流程分别如图8和图9所示。

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EFT/B干扰信号在线路传导过程中，其中的共模干扰信号频率高，且干扰幅度大，对设备的影响较大，差模信号频率低，干扰幅度小，对设备的影响也较小，所以针对高频干扰信号较强这一情况，我们的滤波电路设计为低通滤波电路，见图1。图中，C1和C2电容为差模滤波电容，主要是为了滤除差模信号，为了防止在通电的瞬间产生较大的冲击电流，此电容选用不宜过大。C3和C4为共模滤波电容，和共模扼流圈一起，共同组成共模滤波电路滤除电源线和地线之间的共模干扰。

L1为共模扼流圈（图2），采用铁氧体做磁芯，双线反向并绕，由结构特点，对中高频的共模干扰信号呈现很大阻抗，抑制中高频共模信号通过，达到滤波的目的。理想的共模扼流圈对差模干扰信号本无抑制作用，但实际上绕组线圈之间存在的间隙，也会产生差模电感，对差模干扰信号也有一定的抑制作用。另外共模电感还可以抑制本身不向外发出电磁干扰，避免影响其他设备电路工作。共模扼流圈上的电感为储能元件，在抑制传导性干扰上有明显作用，但是电感本身的适用频率一般不高于50MHz，所以对高于50MHz的超高频干扰信号，我们在输入信号线加铁氧体磁环来抑制超高频干扰。

铁氧体磁环是一种很常用的滤波材料，它本身属于能量转换器件，低频信号通过时，铁氧体磁环不会影响数据和有用信号的传输，但高频信号通过时，铁氧体磁环会大大增加阻抗，把高频干扰转换为热量消耗掉。实验证明，铁氧体的确对滤波电路的滤波效果产生了非常积极的作用。根据上面的设计方案，我们用通过试验做一下验证。试验中，EFT/B信号U=4KV，分别注入L线和N线，得数据如表格1。由表格1的实验数据，我们可以得出，滤波器对EFT/B干扰信号有很明显的抑制效果，不管是差模部分还是共模部分均取得满意效果。

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2中央控制器硬件

电路中央控制电路如图2所示，由于数字电路的频率高、模拟电路的敏感度强的特点，针对通信信号线，高频的信号线要尽可能远离敏感的模拟电路器件，因此，本设计将模拟地与数字地进行隔离．C8051F500芯片内部提供了稳定的24M内部晶振，因而电路中未设置外部晶振电路．SiliconLabs公司C8051F500芯片内部集成博世CAN控制器，采用CAN协议进行串行通信．CAN控制器包含一个CAN核、控制寄存器、消息RAM及消息处理状态机．控制器符合博世2．0A基本CAN标准和2．0B全功能CAN标准，方便在CAN网络上的通信．

3电源电路设计

采用了LM2937IMP－5．0的12V转5V转压芯片;为保护转压电路的安全性，防止回流，采用二极管N5817;输入及输出两端的电容起到稳定两端电压的作用．CAN/LIN总线接口芯片电路设计CAN总线接口电路如图4所示，其中P0口的P0．6和P0．7分别为CAN总线收发器TJA1040与主控制器C8051F500Q的发送接口和接收接口．TJA1040作为CAN物理总线和控制器之间的硬件接口，能提高对CAN总线的差动发送与差动接收能力［5］．LIN总线接口电路如图5所示，LIN总线通信需要12V外部供电，P1口的P1．0和P1．1分别作为LIN总线收发器TJA1020与主控制器C8051F500Q的发送接口和接收接口，P1．2作为LIN的启动引脚．TJA1020是LIN物理总线和主———从协议控制器之间的硬件接口，工作波特率在2．4kbits/s～20kbits/s之间．TXD管脚输入的发送数据通过LIN收发器转换成LIN总线信号，通过收发器控制转换速率与波形，这样能够减少EME．通过一个内部终端电阻LIN总线的输出管脚被拉成高电平．通过LIN总线的输入管脚，收发器检测到的数据流通过RXD管脚发送至微控制器［6－7］．

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本设计采用从闪存引导的方式加载DSP的程序文件,闪存具有很高的性价比,体积小,功耗低。由于本系统中的闪

存既要存储DSP程序,又要保存对应于不同的伽玛值的查找表数据以及部分预设的显示数据,故选择ST公司的容量较大的M29W641DL,既能保存程序代码,又能保存必要的数据信息。

图2为DSP与闪存的接口电路。因为采用8位闪存引导方式,所以ADSP-21160地址线应使用A20-A0,数据线为D39—32,读、写和片选信号分别接到闪存相应引脚上。

系统功能及实现

本设计采用ADSP-21160完成伽玛校正、时基校正、时钟发生2S、图像优化和控制信号的产生等功能。

1伽玛校正原理

在LCD中,驱动IC/LSI的DAC图像数据信号线性变化,而液晶的电光特性是非线性,所以要调节对液晶所加的外加电压,使其满足液晶显示亮度的线性,即伽玛(Y)校正。Y校正是一个实现图像能够尽可能真实地反映原物体或原图像视觉信息的重要过程。利用查找表来补偿液晶电光特性的Y校正方法能使液晶显示系统具有理想的传输函数。未校正时液晶显示系统的输入输出曲线呈S形。伽玛表的作用就是通过对ADC进来的信号进行反S形的非线性变换,最终使液晶显示系统的输入输出曲线满足实际要求。

LCD的Y校正图形如图3所示,左图是LCD的电光特性曲线图,右图是LCD亮度特性曲线和电压的模数转换图。

2伽玛校正的实现

本文采用较科学的Y校正处理技术,对数字三基信号分别进行数字Y校正(也可以对模拟三基信号分别进行Y校正)。在完成v校正的同时,并不损失灰度层次,使全彩色显示屏图像更鲜艳,更逼真,更清晰。

某单色光Y调整过程如图4所示,其他二色与此相同。以单色光v调整为例:ADSP-21160首先根据外部提供的一组控制信号,进行第一次查表,得到Y调整系数(Y值)。然后根据该Y值和输入的显示数据进行第二次查表,得到经校正后的显示数据。第一次查表的Y值是通过外部的控制信号输入到控制模块进行第一次查表得到的。8位显示数据信号可查表数字0～255种灰度级显示数据(Y校正后)。

3图像优化

为了提高图像质量,ADSP-21160内部还设计了图像效果优化及特技模块,许多在模拟处理中无法进行的工作可以在数字处理中进行,例如,二维数字滤波、轮廓校正,细节补偿频率微调、准确的彩色矩阵(线性矩阵电路),黑斑校正、g校正、孔阑校正、增益调整、黑电平控制及杂散光补偿、对比度调节等,这些处理都提高了图像质量。

数字特技是对视频信号本身进行尺寸、位置变化和亮,色信号变化的数字化处理,它能使图像变成各种形状,在屏幕上任意放缩,旋转等,这些是模拟特技无法实现的。还可以设计滤波器来滤除一些干扰信号和噪声信号等,使图像的清晰度更高,更好地再现原始图像。所有的信号和数据都是存储在DSP内部,由它内部产生的时钟模块和控制模块实现的。

4时基校正及系统控制

由于ADSP-21160内部各个模块的功能和处理时间不同,各模块之间存在一定延时,故需要进行数字时基校正,使存储器最终输出的数据能严格对齐,而不会出现信息的重叠或不连续。数字时基校正主要用于校正视频信号中的行,场同步信号的时基误差。首先,将被校正的信号以它的时基信号为基准写入存储器,然后,以TFT-LCD的时基信号为基准读出,即可得到时基误差较小的视频信号。同时它还附加了其他功能,可以对视频信号的色度、亮度、饱和度进行调节,同时对行、场相位、负载波相位进行调节,并具有时钟台标的功能。

控制模块主要负责控制时序驱动逻辑电路以管理和操作各功能模块,如显示数据存储器的管理和操作,负责将显示数据和指令参数传输到位,负责将参数寄存器的内容转换成相应的显示功能逻辑。内部的信号发生器产生控制信号及地址,根据水平和垂直显示及消隐计数器的值产生控制信号。此外,它还可以接收外部控制信号,以实现人机交互,从而使该电路的功能更加强大,更加灵活。此外,ADSP21160的内部还设计了I2C总线控制模块,模拟FC总线的工作,为外部的具有I2C接口的器件提供SCLK(串行时钟信号)和SDA(双向串行数据信号)。模拟I2C工作状态如图5和图6所示。

系统软件实现

在软件设计如图7所示,采用Matlab软件计算出校正值,并以查找表的文件形式存储,供时序的调用。系统上电

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2研究型实践教学模式的具体实施

2.1课程结构优化

指导学生接触各类资料，能够提出问题，进而解决问题以掌握知识、应用知识，完成对知识的一个探求过程；对实验内容进行适当调整和完善，使课程体系更全面更科学，更能贴近行业发展，更能体现学生的主动性。

2.2采用课堂讨论进行专题研讨的教学方法

在研究型实践教学模式中，师生互动有助于学生对基本概念、基本理论、基本方法的理解和掌握。根据课程需要，结合国内外的研究现状和发展趋势，采用与行业内吻合的实验软件，挑选合适的电路原型做仿真设计，并共同探讨电路的优化方案。

2.3专业资料查询能力培养

为学生提供研究资料或指导学生进行资料查询、整理，鼓励学生从图书馆、书店、网络等各种途径查阅文献资料，以充实自己的研究基础。提醒学生要对已收集的资料进行批判性的研究，去伪存真，指导学生从这些资料中总结、分析、解释与实践研究课题相关的理论、知识经验以及前人的研究成果。

2.4指导学生撰写专题论文（报告）

在研究型实践教学过程中，指导学生通过论文、调查报告、工作研究、分析报告、可行性论证报告等形式记录实践研究成果。在撰写论文时，要求学生要了解实践课题研究报告的一般撰写格式；要先拟订论文的写作提纲，组织好论文的结构，做到纲举目张；会用简练、严谨、准确的语言表达自己的思想，不追求文章的长短。指导学生开展专题电路讨论，由学生根据自己感兴趣的课题来查找文献资料，进行研究，完成电路设计和仿真，最后完成专题论文的撰写。

2.5鼓励学生参与课题研究

为调动学生参与科研创新活动的积极性，激发学生的创新思维，提高学生实践创新能力，鼓励学生参加老师的课题，锻炼学生的动手能力，培养“研究型”的思维模式。

3研究型实践教学模式对教师和学生的要求

3.1研究型实践教学模式对教师的要求

研究型实践教学模式的实施对任课教师提出了新的要求：一是要熟练地掌握课程的基础知识和内在结构，还要掌握与课程相关的专业基础知识和实践的基本技能；二是要掌握学科最新信息，不断更新知识，了解课程所涉及学科的最新动态和取得的最新研究成果；三是要熟练运用科学研究的方法和手段。这些都对教师提出了更高的要求。

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2信息化条件

2.1互联网

随着信息技术的飞速发展，互联网在现代生活中越来越普及。互联网具有信息资源海量、不受时间和空间限制的特点，因此它为自主学习提供了便捷条件。利用互联网强大的搜索引擎功能，搜索学习内容、疑难问题、模拟考题等。计算机网络平台提供了一个友好的交互界面，图文并茂，静动结合，生动有趣。由于院校的特殊性，我院学员除了可以在特定地点及方便时间上互联网外，还可以查阅军网内部丰富资源。互联网改变了传统的学习方式，提高了学习兴趣，提高了学员发现问题、解决问题的能力，使学习成为一种主动、积极的过程，自主学习意识进一步加强，学员真正成为学习的主人。

2.2电子图书馆

电子图书馆以互联网为平台，主要由实地图书馆和虚拟图书馆两部分构成。实地图书馆是与传统图书馆具有一样的馆藏图书功能，资源归本单位共享；虚拟图书馆是指本馆没有收藏但是从网络系统、数据库中可以获得信息的图书馆，例如维普、万方、CNKI等电子期刊，超星、国图、阿帕比、中国军事等数字图书以及硕博论文、外文数据库等等。学习者在相应数据库进行文献搜索、下载需要的论文、书籍完成知识的自主学习与深化，多角度、多维度的学习理论，广范围、广视角的了解应用。我院电子图书馆馆藏丰富，既有实地图书馆又有虚拟数据库，为学员学习提供了资源保障。

2.3软件工具

软件工具是指能够辅助学习的工具软件，例如绘图工具AutoCAD，ProE，3DMAX等，仿真工具simulink，EWB，Multisim，ansys等，不同领域选择不同的软件工具。以数字电子技术中常用的Multisim和EWB为例(如图1和2所示)，它具有丰富的元器件库和仪表库，当学完电路理论之后，学员大部分直观认识不深入，对电路是否能够实现所讲述的功能持怀疑态度，仿真软件恰好解决了这个问题。利用仿真软件构建虚拟的电路，通过仪表及指示装置，直观形象地看到电路现象，加深对理论的理解。同时，在实际搭建电路时，为了避免资源浪费及烦琐的调试，可利用仿真软件先验证设计电路的正确性，之后再去实际搭建。目前学员具有电脑使用条件，只需安装软件即可使用，软件工具的出现为自学提供了又一个有力的条件。

2.4自主学习平台

自主学习平台可以是远程教育学习平台，也可以是根据不同科目搭建的学习平台。其作用是学员在教员的辅导和帮助下，自主使用网络学习平台，有针对性地选择各种学习资源，调整学习时间，控制学习过程，以达到学习目标。自主学习平台具有辅、开放性、自主性、重复性、交互性的特点[3]。为方便学员数字电子技术课程学习，教研室设计了数字电子技术网络课程(如图3所示)。主要包含教案、视频、教案、习题、作业、答疑、测验以及参考资料等内容。

3以组合电路设计为例，借助信息化条件培养学员自主学习能力

3.1组织流程

组合电路设计内容丰富，方法多样。课本中讲述多以分立元件设计为例讲述，为拓展学员思路，本课程安排时笔者并未加以限定，只布置了任务，学员自行完成。教员布置任务，学员以小组形式开展学习。各小组实行组长负责制，针对任务组织学员讨论、确定方案，针对不同的方案安排组员提前查阅互联网、电子图书馆、网络课程等资料；课上分工协作，不同学员按照不同方案设计实现；学员自学仿真软件Multisim或者EWB，并借助软件仿真验证设计的正确性；设计报告由专人撰写，汇总各种方案及方法并进行描述；由于时间限制，并非所有奇思妙想都能一一设计实现，因此附加了拓展环节，集思广益，学员只需描述出新思路新创意即可；最后为检验学习效果，加入答辩环节，从小组中任意抽取一名组员，回答其他学员和教员提出的问题。

3.1.1设计任务

1个主评委和3个副评委共4人鉴定某项目，当主评委不赞同，但3个副评委全部赞同项目时，裁定项目通过鉴定；当主评委赞同并且3个副评委中多数赞同项目时，也裁定项目通过鉴定。试设计满足要求的逻辑电路。你还能想到哪些器件设计方法？

3.1.2小组分配

本教学班次共计43人，4～5人为一小组。组长负责分工，一般2人设计方案，1人学习仿真软件，1人撰写设计报告，最终集思广益，拓展创新方法。

3.1.3丰富的设计方案，多样化的仿真实现

借助分立元件实现电路设计组合电路是课本中主要讲述的方法，其他方法课本中并没有专门提及。另外，仿真软件使用方法，如何仿真电路都需要学员自行摸索。但从效果分析，学员都能够通过自学或者小组互助学习方式解决上述问题。现列举几种学员的设计方案及仿真电路。

3.1.4答辩环节

为保障学习效果，笔者设计了答辩形式的督促机制。要求在设计完成后，小组内每位成员都要掌握本组设计的电路方案，随机抽取某位学员上台讲解，一旦答辩不顺利，将会影响本组学员的整体成绩。在这种指导思想下，每位学员都参与其中，组内互助，使得方案形成时，每位学员也都掌握了知识。本次课程笔者提问了第一组的一位学员，答辩过程中每当出现思路断档，整组学员的精神都跟着紧张起来，但经过思考他顺利完成此环节，并且将创新性的设计思路也一同与大家分享。从答辩过程可以看出，第一组学员的团结与协作，看到了传统课堂上无法发现的闪光点。

3.1.5设计报告

第一项设计任务，第二项设计方案，第三项拓展及心得体会。前两项旨在对整个知识的梳理，第三项作用有两点，一是学员方面，总结收获及不足，创新新思路，例如第九组写到“电路设计注意布局，图纸与虚拟实验有着本质差距”，第一组写到“一个好的团队不光有一个好的带头人，还要有一群踏实肯干认真听话、积极进言的成员”。二是教员方面，便于发现学员学习中存在的问题，调查学员对教学实施的满意度，为后续教学提供宝贵经验。例如第五组写到”开关的选择开始由单刀开关接入不工作，后经小组讨论和教员指导换为单刀双掷开关完成电路仿真”。第二组写到“课程使我们认识到数电并非纯粹的理论学习，而是课堂发挥、试验动手等综合能力的培养”“增强了我们的发散性思维，是一种能力的提升”。

4效果分析

按照传统讲授组合逻辑电路设计方法，一般学员比较容易想到教员或者课本上讲述的方法，思路禁锢到此无法跳出。时序电路设计与组合电路设计课程形成了鲜明的对比，时序电路设计任务是课后习题，教员只讲授了一种设计方法，因此学员在设计过程中多数应用了这种方法，很难扩展思路，开拓创新。而此次组合电路设计是学员没有见过的任务，教员对其没有过多的限制，因此设计方案多种多样，学员自学的潜力此刻淋漓尽致地表现出来。在网络、仿真软件等信息化条件下，学员顺利完成了本讲内容的学习。学员不仅掌握了组合逻辑电路设计的多种方法和仿真软件的使用方法，还提升了自身的综合能力。从期末考试成绩上分析，平均分79.44，其中良好及以上24人。通过设计报告的心得体会及期末成绩分析采取自主学习模式学员多数比较赞同，收获颇丰。上述事实证明只要给予适合的条件，学员有能力并且能够出色完成自主学习，同时锻炼了学员的提出问题、分析问题、解决问题、语言表达等多种能力，强化了团队协作意识，激发了创新思维。

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RF2514各引脚的排列如图1所示。各引脚的功能如下：

引脚1，9（GND1，3）：模拟地。为获得最佳的性能，应使用较短的印制板导线直接连接到接地板。

引脚2（PD）：低功耗模式控制端。当PD为低电平时，所有电路关断。当PD为高电平时，所有电路导通工作。

引脚3（TXOUT）：发射器输出端。输出为晶体管集电极开路（OC）方式，但需要一个提供偏压（或匹配）的上拉电感和一个匹配电容。

引脚4（VCC1）：TX缓冲放大器电源端口。

引脚5（MODIN）：AM模拟或者数字调制输入。信号通过该脚输入可以把调幅信号或者数字调制信号加到载波上，而通过该脚外的一个电阻则可对输出放大器进行偏置。该脚的电压不能超过1．1V，过高的电压可能会烧坏芯片。

引脚6（VCC2）：压控振荡器、分频器、晶体振荡器、鉴相器和充电泵电源。该端与地间应连接一个中频旁路电容。

引脚7（GND2）：数字锁相环接地端。

引脚8（VREFP）：偏置电压基准端，用于为分频器和鉴相器提供旁路。

引脚10，11（RESNTR－，RESNTR＋）：该脚可用来为压控振荡器（VCO）提供直流电压，同时也可以对压控振荡器的中心频率进行调节。10脚与11脚之间应连一电感。

引脚12（LOOPFLT）：充电泵的输出端。该脚与地之间的RC回路可用来控制锁相环的带宽。

图2

引脚13（LDFLT）：用来设定锁定检测电路的阈值。

引脚14（DIVCTRL）：分频控制端。该脚为高电平时，选中64分频器，反之，选中32分频器。

引脚15（OSCB）：设计时可将该脚直接连接到基准振荡器晶体管的基极，由于该基准振荡器的结构是Colpitts的改进型，因此应在15脚和16脚之间连接一个68pF的电容。

引脚16（OSCE）：设计时将该脚直接连接到基准振荡器晶体管的发射极，同时在该脚与地之间还应连接一个33pF的电容器。

图3

2RF2514的内部结构

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声音采集模块是实现声音的采集与处理的第一步，其中传感器采用驻极体传声器。传声器的主要作用是将声音传换成电压量，以供后级电路的滤波和放大。经过调理后的电压信号再送入模数转换器(ADC)进行数字量化。

1．2A/D控制电路的设计

AD转换部分是整个声音采集系统的关键。本设计选用了一款精度采样频率较高(12位，1．65μs)的模数转换芯片AD7864，其采用5V单电源供电。4个通道上的输入信号可同步进行采样，因而可保留4个输入通道上的信号相位信息。模数转换器控制模块主要在FPGA的基础上来实现，其中FPGA采用Altera公司的Cyclone系列EP1C12FQ240C8。ADC控制器采用VerilogHDL程序编程实现，设计过程中主要采用了状态机。模数转换器控制流程图AD7864模数转换后数据的读取有两种方法:转换中读取和转换后读取。本设计采用先转换后读取数据的方法，具体工作过程如下:当转换起始信号CONVST上升沿时，4个采样保持器进入保持状态，开始对选择的通道采样。同时，BUSY输出信号被触发为高电平，并在转换过程中一直保持为高，当全部通道转换结束后，才变为低电平。EOC信号在AD7864，其采用5V单电源供电。4个通道上的输入信号可同步进行采样，因而可保留4个输入通道上的信号相位信息。AD7864模数转换后数据的读取有两种方法:转换中读取和转换后读取。本设计采用先转换后读取数据的方法，具体工作过程如下:当转换起始信号CONVST上升沿时，4个采样保持器进入保持状态，开始对选择的通道采样。同时，BUSY输出信号被触发为高电平，并在转换过程中一直保持为高，当全部通道转换结束后，才变为低电平。EOC信号在每一个通道转换结束时均有效。全部通道转换后的数据保存在AD7864内部相应的锁存器中。全部通道转换结束后，当片选信号和读信号有效时，就可以按照转换顺序从数据总线上并行读取数据。

1．3存储模块

模数转换的数据经过FPGA芯片内部的存储器进行缓存，之后通过UART向上位机传输或者存入SD卡。SD卡是基于快速闪存的新一代存储器，具有体积小、容量大、移动方便等特点。本设计采用闪迪公司的8G容量SD卡作为系统的存储模块。SD卡的读写采用SPI模式。SPI模式使用字节传输，其优点是简化主机的设计。读写SD卡的操作都需要先对SD卡进行初始化，完成SD卡的初始化之后即可进行读写操作。SPI总线模式支持单块(CMD24)和多块(CMD25)写操作，多块操作是指从指定位置开始写下去，直到SD卡收到一个停止命令CMD12才停止。单块写操作的数据块长度只能是512字节。单块写入时，命令为CMD24，当应答为0时说明可以写入数据，大小为512字节。SD卡对每个发送给自己的数据块都通过一个应答命令加以确认，其数据长度为1个字节，当低5位为00101时，表明数据块被正确写入SD卡。

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二、优化课程教学方式方法

以多媒体教学为主，辅以必要的板书，力求给学生创造生动的课堂氛围；以充分调动学生学习积极性和提升学生设计能力的目标为导向[3]，重点探索启发式、探究式、讨论式、参与式、翻转课堂等教学模式，激励学生自主学习；在教学讲义的各章节中添加最新知识，期末开展前沿专题讨论，帮助学生掌握学科前沿动态。传统教学模式以板书为主，不能满足集成电路设计课程信息量大的需求，借助多媒体手段可将大量前沿资讯和设计实例等信息展现给学生。由于集成电路设计理论基础课程较为枯燥乏味，传统的“老师讲、学生听”的教学模式容易激起学生的厌学情绪，课堂教学中应注意结合生产和生活实际进行讲解，多列举一些生动的实例，充分调动学生的积极性。另外，关于集成电路设计的书籍虽然很多，但是在深度和广度方面都较适合作为本科生教材的却很少，即便有也是出版时间较为久远，跟不上集成电路行业的快速发展节奏，选择一些较新的设计作为案例讲解、鼓励学生浏览一些行业资讯网站和论坛、开展前沿专题讲座等可弥补教材和行业情况的脱节。

三、改革课程考核方式

改革课程考核、评价模式，一方面通过习题考核学生对基础知识和基本理论的掌握情况；另一方面，通过项目实践考核学生的基本技能，加大对学生的学习过程考核，突出对学生分析问题和解决问题能力、动手能力的考察；再者，在项目实践中鼓励学生勇于打破常规，充分发挥自己的主观能动性，培养学生的创新意识。传统“一张试卷”的考核方式太过死板、内容局限，不能充分体现学生的学习水平。集成电路设计牵涉到物理、数学、计算机、工程技术等多个学科的知识，要求学生既要有扎实的基础知识和理论基础，又要有很好的灵活性。因此，集成电路设计课程的考核应该是理论考试和项目实践考核相结合，另外，考核是评价学生学习情况的一种手段，也应该是帮助学生总结和完善课程学习内容的一个途径，课程考核不仅要看学生的学习成果，也要看学生应用所学知识的发散思维和创新能力。

四、加强实践教学

在理论课程讲解到集成电路的最小单元电路时就要求学生首先进行模拟仿真实验，然后随着课程的推进进行设计性实验，倡导自选性、协作性实验。理论课程讲授完后，在暑期学期集中进行综合性、更深层次的设计性实验。集成电路设计是一门实践性很强的课程，必须通过大量的项目实践夯实学生的基础知识水平、锻炼学生分析和解决问题的能力。另外，“设计”要求具备自主创新意识和团队协作能力，应在实践教学中鼓励学生打破常规、灵活运用基础知识、充分发挥自身特点并和团队成员形成优势互补，锻炼和提升创新能力和团队协作能力。

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（2）指向角的影响。指向角是影响测量分辨率的一个重要因素，它与工作波长，传感器半径的关系为：指向角θ越小，分辨率越高，但要求传感器半径r越大，制造越难。

（3）温度的影响。超音波的测量距离s=Vt/2，其中t由系统单片机计时，精度很高，但超音波在空气传播的速度V会受到温度、湿度、粉尘、气流等很多因素的影响，通过实验比较分析发现：温度对超音波的传播速度影响最严重，可见温度引起的测量误差十分大，不可忽视，必须采取措施来改善，正因为如此本文设计了基于AD590在超声波测距仪的温度补偿电路，改善了温度引起的测量误差，保证了测量仪的测量精度。

2AD590的特性及应用

本设计中采用美国生产的AD590的感温器，利用了它输出电流与绝对温度成比例的特性，而且精度很高（仅为±0.3℃），它的高阻抗特性保证了它受负载的影响很小，同时AD590可以通过CMOS多路切换实现多路复用。AD590适用温度范围广（-55℃～150℃），工作电压范围也广（4～30V），它是一个低成本单片集成两端感温恒流源，应用中不要再附加线性处理电路，放大电路等其它支持电路，总之基于AD590线性好，精度高，价格低等突出特性我们选择了它。AD590的引脚及使用方法：AD590有3个的引脚，一般只用两个（+-两引脚）第三个引脚一般接外壳起到屏蔽作用来。在下面AD590的使用连接图中，AD590的输出电压值与温度的关系分析。

3温度补偿电路设计

基于此我们设计的温度补偿电路：电路基本设计思路：为了保证I的线性度好，在检测电压时不能分流，因此使用电压跟随器其输出电压V2等于输入电压V，即AD590的输出电压。考虑到电路中电抗对电源的影响，电源会带有杂波，从而影响AD590的输出电压，因此使用齐纳稳压二极管取得一个相对稳定的电压，通过可变电阻分压取出一个稳定的参考电压2.73V。我们把来自AD590的输出电压与稳定的参考电压2.73V分别通过差动放大器的+-端输入，差动放大器输出Vo为（100K/10K）×（V2-V1）=T/10，假设环境温度为摄氏20℃，输出电压就为2V，就得到一个随温度变化而线性变化的电压。输出电压接AD转换器，那么AD转换输出的数字量就和摄氏温度成线形比例关系。系统温度采集流程为：初始化数据操作读温度输出，基本流程如下温度采集子程序。在计算距离时进行了温度的补偿设计。

4实验结果

如果系统没有采用温度补偿措施，测量的结果误差很大，如果采用了本设计的温度补偿电路，则测量的结果误差大大的减少，完全达到实际测量的精度要求。

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引言

TOPSwitch是美国功率集成公司（PI）于20世纪90年代中期推出的新型高频开关电源芯片，是三端离线PWM开关（ThreeterminalofflinePWMSwitch）的缩写。它将开关电源中最重要的两个部分——PWM控制集成电路和功率开关管MOSFET集成在一块芯片上，构成PWM/MOSFET合二为一集成芯片，使外部电路简化，其工作频率高达100kHz，交流输入电压85～265V，AC/DC转换效率高达90％。对200W以下的开关电源，采用TOPSwitch作为主功率器件与其他电路相比，体积小、重量轻，自我保护功能齐全，从而降低了开关电源设计的复杂性，是一种简捷的SMPS（SwitchModePowerSupply）设计方案。

TOPSwitch系列可在降压型，升压型，正激式和反激式等变换电路中使用。但是，在现有的参考文献以及PI公司提供的设计手册中，所介绍的都是用TOPSwitch制作单端反激式开关电源的设计方法。反激式变换器一般有两种工作方式：完全能量转换（电感电流不连续）和不完全能量转换（电感电流连续）。这两种工作方式的小信号传递函数是截然不同的，动态分析时要做不同的处理。实际上当变换器输入电压在一个较大范围发生变化，和（或者）负载电流在较大范围内变化时，必然跨越两种工作方式，因此，常要求反激式变换器在完全能量和不完全能量转换方式下都能稳定工作。但是，要求同一个电路能实现从一种工作方式转变为另一种工作方式，在设计上是较为困难的。而且，作为单片开关电源的核心部件高频变压器的设计，由于反激式变换器中的变压器兼有储能、限流、隔离的作用，在设计上要比正激式变换器中的高频变压器困难，对于初学者来说很难掌握。笔者采用TOP225Y设计了一种单端正激式开关电源电路，实验证明该电路是切实可行的。下面介绍其工作原理与设计方法，以供探讨。

1TOPSwitch系列应用于单端正激变换器中存在的问题

TOPSwitch的交流输入电压范围为85～265V，最大电压应力≤700V，这个耐压值对于输入最大直流电压Vmax=265×1.4=371V是足够的,但应用在一般的单端正激变换器中却存在问题。

图1是典型的单端正激变换器电路，设计时通常取NS=NP，Dmax<0.5（一般取0.4）,按正激变换器工作过程,TOPSwitch关断期间，变压器初级的励磁能量通过NS，D1，E续流（泄放）。此时，TOPSwitch承受的最大电压为

VDSmax≥2E=2Vmax=742V（1）

大于TOPSwitch所能承受的最大电压应力700V，所以，TOPSwitch不能在一般通用的正激变换器中使用。

2TOPSwitch在单端正激变换器中的应用

由式（1）可知，TOPSwitch不能在典型单端正激变换器中应用的关键问题，是其在关断期间所承受的电压应力超过了允许值，如果能降低关断期间的电压应力，使它小于700V，则TOPSwitch仍可在单端正激变换器中应用。

2.1电路结构及工作原理

本文提出的TOPSwitch的单端正激变换器拓扑结构如图1所示。它与典型的单端正激变换器电路结构完全相同,只是变压器的去磁绕组的匝数为初级绕组匝数的2倍,即NS=2NP。

TOPSwitch关断时的等效电路如图2所示。

若NS与NP是紧耦合，则，即

VNP=1/2VNS=1/2E（2）

VDSmax=VNP＋E=E=1.5×371

=556.5V<700V（3）

2.2最大工作占空比分析

按NP绕组每个开关周期正负V·s平衡原理，有

VNPon(Dmax/T)=VNPoff[(1-Dmax)/T]（4）

式中：VNPon为TOPSwitch开通时变压器初级电压，VNPon=E；

VNPoff为TOPSwitch关断时变压器初级电压，VNPoff=（1/2）E。

解式（4）得

Dmax=1/3（5）

为保险，取Dmax≤30％

2.3去磁绕组电流分析

改变了去磁绕组与初级绕组的匝比后，变压器初级绕组仍应该满足A·s平衡，初级绕组最大励磁电流为

im(t)|t=DmaxT=Ism=DmaxT=(E/Lm)DmaxT（6）

式中：Lm为初级绕组励磁电感。

当im(t)=Ism时，B=Bmax，H=Hmax，则去磁电流最大值为

Ism==(Hmaxlc/Ns)=1/2Ipm(7)

式中：lc为磁路长度；

Ipm为初级电流的峰值。

根据图2（b）去磁电流的波形可以得到去磁电流的平均值和去磁电流的有效值Is分别为

下面讨论当NP=NS，Dmax=0.5与NP=NS，Dmax=0.3时的去磁电流的平均值和有效值。设上述两种情况下的Hmax或Bmax相等，即两种情况下励磁绕组的安匝数相等，则有

Im1NP1=Im2NP2（10）

式中：NP1为Dmax=0.5时的励磁绕组匝数；

NP2为Dmax=0.3时的励磁绕组匝数；

设Lm1及Lm2分别为Dmax=0.5和Dmax=0.3时的初级绕组励磁电感，则有

Im1=E/Lm1×0.5T为Dmax=0.5时的初级励磁电流；

Im2=E/Lm2×0.3T为Dmax=0.3时的初级励磁电流。

由式（10）及Lm1，Lm2分别与NP12，NP22成正比，可得两种情况下的励磁绕组匝数之比为

(NP1)/(NP2)=0.5/0.3

及(Im1)/(Im2)=(Np2)/(Np1)=0.3/0.5(12)

当NS1=NP1时和NS2=2NP2时去磁电流最大值分别为

Ism1=Im1=Im（13）

Ism2=Im2=(0.5/0.6)Im（14）

将式（10）～（14）有关参数代入式（8）～（9）可得到，当Dmax=0.5时和Dmax=0.3时的去磁电流平均值及与有效值Is1及Is2分别为

Is1=1/4ImImIs1=0.408Im（Dmax=0.5）

Is2≈0.29ImIs2=0.483Im（Dmax=0.3）

从计算结果可知，采用NS=2NP设计的去磁绕组的电流平均值或有效值要大于NS=NP设计的去磁绕组的电流值。因此，在选择去磁绕组的线径时要注意。

3高频变压器设计

由于电路元件少,该电源设计的关键是高频变压器,下面给出其设计方法。

3.1磁芯的选择

按照输出Vo=15V，Io=1.5A的要求，以及高频变压器考虑6％的余量，则输出功率Po=1.06×15×1.5=23.85W。根据输出功率选择磁芯，实际选取能输出25W功率的磁芯，根据有关设计手册选用EI25，查表可得该磁芯的有效截面积Ae=0.42cm2。

3.2工作磁感应强度ΔB的选择

ΔB=0.5BS，BS为磁芯的饱和磁感应强度，由于铁氧体的BS为0.2～0.3T，取ΔB=0.15T。

3.3初级绕组匝数NP的选取

选开关频率f=100kHz（T=10μs），按交流输入电压为最低值85V，Emin≈1.4×85V，Dmax=0.3计算则

取NP=53匝。

3.4去磁绕组匝数NS的选取

取NS=2NP=106匝。

3.5次级匝数NT的选取

输出电压要考虑整流二极管及绕组的压降，设输出电流为2A时的线路压降为7％，则空载输出电压VO0≈16V。

取NT=24匝。

3.6偏置绕组匝数NB的选取

取偏置电压为9V，根据变压器次级伏匝数相等的原则，由16/24=9/NB，得NB=13.5,取NB=14匝。

3.7TOPSwitch电流额定值ICN的选取

平均输入功率Pi==28.12W（假定η=0.8），在Dmax时的输入功率应为平均输入功率，因此Pi=DmaxEminIC=0.3×85×1.4×IC=28.12，则IC=0.85A，为了可靠并考虑调整电感量时电流不可避免的失控，实际选择的TOPSwitch电流额定值至少是两倍于此值，即ICN>1.7A。所以，我们选择ILIMIT=2A的TOP225Y。

4实验指标及主要波形

输入AC220V，频率50Hz，输出DCVo=15(1±1％)V，IO=1.5A，工作频率100kHz，图3及图4是实验中的主要波形。